使用無源LC非平衡轉(zhuǎn)換器優(yōu)化MAX2538的FM通道

作者：時間：2011-04-23 來源：網(wǎng)絡

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本篇應用筆記描述了與單端FM IF 183.6MHz濾波器連接的接口設(shè)計。使用一個無源LC網(wǎng)絡，非平衡轉(zhuǎn)換器，提供所需的平衡至非平衡轉(zhuǎn)換接口。本設(shè)計使用4個電感和3個電容。通過匹配網(wǎng)絡和FM濾波器的插入損耗為4.9dB。

MAX2538蜂窩前端IC具有一個AMPS蜂窩信號通道專用混頻器。蜂窩頻段LNA (低噪聲放大器) (869至894MHz)對于AMPS和蜂窩CDMA (碼分多址)是通用的。為了達到最優(yōu)的噪聲和LO (本地振蕩)抑制，混頻器設(shè)計為雙平衡的。此混頻器的IC外部引腳提供了差分IF輸出，但使用單端RF輸入。

Maxim的V3.5蜂窩電話參考設(shè)計使用具有單端輸入和輸出的FM IF濾波器，所以必需將混頻器的差分輸出轉(zhuǎn)換為單端工作方式。設(shè)計一個分立的L-C非平衡轉(zhuǎn)換器的難度主要在于從混頻器輸出(~3.3 kilohms)到IF濾波器輸入(180 ohms)的高阻抗轉(zhuǎn)換("Z")比。這表示Z之比為18:1，用單一部分轉(zhuǎn)換器實現(xiàn)它非常難。我們發(fā)現(xiàn)4:1的轉(zhuǎn)換比是具有低插入損耗的實際應用的極限。為了讓所用元件的數(shù)量最小，使用一階LC設(shè)計并對插入損耗指標作1.5dB的讓步。

下面是設(shè)計LC非平衡轉(zhuǎn)換器及匹配FM濾波器的一個實例。

混頻器內(nèi)部源阻抗可以看作12 kilohm || (并聯(lián)) 0.75pF。使用3.3 kilohm的外部負載電阻以達到對混頻器IIP3 (三階輸入截取點)、增益和NF (噪聲系數(shù))性能的整體最佳折衷。為了最好發(fā)揮MAX2538的能力，上述三個參數(shù)的目標分別定為約+7dBm、 13dB和8.5dB。電阻負載還要保持寬帶特性以吸收嚴重降低互調(diào)性能的帶外反射。

步驟1：

根據(jù)對MAX2538 FM混頻器的仿真得出輸出阻抗模型。為簡化并適當?shù)啬MFM混頻器的L-C非平衡轉(zhuǎn)換器和FM濾波器匹配網(wǎng)絡，將IF負載電阻和混頻器的輸出模型合并起來比較方便，最后將差分并聯(lián)電路轉(zhuǎn)換成差分串聯(lián)等效電路。

圖1. 建立混頻器輸出阻抗模型以簡化設(shè)計。

步驟2：

必需知道在我們感興趣的頻率上FM濾波器的輸入和輸出模型。濾波器使用Toyocom的TF3-J3DC5 (183.6MHz)。

圖2. FM濾波器輸入和輸出阻抗

步驟3：

現(xiàn)在使用RF仿真軟件和濾波器的2口S參數(shù)模擬Toyocom FM濾波器，同時使用理想元件值建立參考點(見圖3)。圖4所示為理想的頻率響應。這一參考點給出了理想的性能。一旦使用真正的電感模型，實際電感較低的品質(zhì)因數(shù)(Q)將使性能有所下降。在實際應用中應該使用具有高Q值的繞線電感以減小插入損耗。本應用中的電容器應該使用陶瓷單片電容，因為它們的Q值在183.6MHz時大于200并且引入的插入損耗最小。

圖3. 具有理想元件的單端匹配網(wǎng)絡作為設(shè)計的起點

圖4. 理想的FM濾波器性能。

步驟4：

一旦我們知道了濾波器的輸入輸出阻抗和頻率響應，就可以設(shè)計L-C非平衡(balun)轉(zhuǎn)換器。轉(zhuǎn)換器將在183.6MHz達到諧振。使用下面的公式可以計算出電路的諧振頻率。

如果我們選擇L = 238.5nH，C = 3.15pF (使用2.4pF＋混頻器模型中的0.75pF = 3.15pF)，F(xiàn)o = 183.6MHz。

因此，濾波器的輸入阻抗為55.49 - j64.33 。下面的電路首先將混頻器的輸出阻抗匹配到55.49 。由于L-C非平衡轉(zhuǎn)換器并非理想且電感的Q值為35，所以使用最初的238.5nH電感時電路會有插入損耗而且不會在183.6MHz諧振。因此必需使用220nH的電感重新調(diào)諧設(shè)計使其在183.6MHz諧振，見圖5。圖5中的電路具有-1.44dB的插入損耗，見圖6。