如何實現(xiàn)高功率密度的工業(yè)電源

　　在工作區(qū)域，電壓增益首先隨著頻率的增加而降低，這確保了零電壓開關(guān)所需的相位滯后?？刂齐娐吠ㄟ^改變頻率來改變系統(tǒng)增益。最小增益和最大增益之間的差距相當小，因此諧振轉(zhuǎn)換器需要很窄的DC電壓輸入范圍。在這個電源設(shè)計中，由PFC級提供窄輸入電壓范圍，建議采用連續(xù)傳導(dǎo)模式PFC級。

　　利用PFC級，LLC轉(zhuǎn)換器的輸入可設(shè)置在400V左右。如果所需輸出電壓為12V、匝數(shù)比為40:1，則額定負載下需要1.2的DC增益。無論負載情況如何，頻率始終不變。

　　為便于說明，假設(shè)輸入電壓提高到480V，則控制電路需把增益降至1.0，以保持12V的輸出電壓。在這種情況下，頻率會在115kHz（滿負載）和130kHz（20%負載）之間變化，從圖中可看出何時決定不同負載下的增益曲線與增益為1.0的線在哪個頻率下相交。利用前述應(yīng)用中采用的前端PFC級，在缺輸入半波的情況下需要一些額外的增益，即所謂的“保持”時間要求。

　　同步整流

　　次級端的同步整流級是利用新的FPP06R001模塊來構(gòu)建的，如圖6所示。

圖6 同步整流器模塊如何連接在變壓器的次級端上

　　用來調(diào)整次級電壓的二極管通常由MOSFET代替，該模塊包含了柵極驅(qū)動器和功率MOSFET，采用外引腳極寬的小型單列直插封裝，可減小寄生電感和電阻。

　　利用模塊來代替分立式組件可以提高效率、減小EMI并簡化總體設(shè)計。模塊中MOSFET的RDS(ON)比分立式解決方案中的小10%，總體封裝阻抗小16%，振鈴因此減少，從而減小了EMI。柵極驅(qū)動器回路的尺寸很小，這又進一步減小了EMI輻射，增強了抗干擾能力，尤其是對漏極上的dv/dt干擾。由于兩個棘手回路的布局都已在模塊內(nèi)完成，所以對設(shè)計人員而言總體設(shè)計變得較簡單。

　　圖7解釋了讓柵極驅(qū)動器靠近功率MOSFET為什么如此有用。柵極驅(qū)動器的非零輸出阻抗ZDRV 必須通過寄生阻抗Zstray1和Zstray2，以及柵極阻抗Rg來控制MOSFET，尤其是關(guān)斷。這時，漏極上的高dV/dt加上柵極路徑上的高阻抗，可能引起MOSFET的寄生導(dǎo)通。而利用極短的連線和功能強大的柵極驅(qū)動器，幾乎可以實現(xiàn)完美的開關(guān)。

圖7 柵極驅(qū)動器電路中的寄生阻抗

　　通過分析功率MOSFET上的電壓級，可以創(chuàng)建柵極驅(qū)動器信號，確定開關(guān)導(dǎo)通的準確時序。一旦完全導(dǎo)通，開關(guān)上的電壓降可利用公式RDSON×IOUT 算出，因此RDSON越低，電壓降就越低，功耗也越低（這時開關(guān)損耗忽略不計）。確定正確的功率開關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷時間是非常重要的，這樣就可避免體二極管的傳導(dǎo)，后者會造成電流換向，最終增大電壓降。

　　下表比較了在輸出功率為400W（24V，17A）、結(jié)溫為100℃時，采用不同整流器獲得的結(jié)果：

　　有意思的是，輸出整流器的功耗只與輸出電流有關(guān)，而與輸出電壓無關(guān)。輸出電流越高，同步整流解決方案就越有優(yōu)勢。肖特基二極管的實際限制在10A左右，超出這個限值，整流器的功耗會變得相當大，這是因為正向電壓在某種程度上依賴于電流。不過，對于較高的輸出電壓，肖特基二極管可能更好，因為電流更小并且無需驅(qū)動電路。

　　電源系統(tǒng)

　　在歐盟指令下，一種新的電源效率測量方法已被采用，可在25%、50%、75%和100%的額度輸出功率下對輸入輸出功率進行測量。利用這種方法，電源效率可達到93.8%。

圖8 初級端和次級端模塊采用相同的尺寸，有利于實現(xiàn)非常精細的機械解決方案