時(shí)域時(shí)鐘抖動(dòng)分析
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確定采樣時(shí)鐘抖動(dòng)
如前所述，采樣時(shí)鐘抖動(dòng)由時(shí)鐘的計(jì)時(shí)不準(zhǔn)（相位噪聲）和 ADC 的窗口抖動(dòng)組成。這兩個(gè)部分結(jié)合組成如下：
我們?cè)诋a(chǎn)品說(shuō)明書中可以找到 ADC 的孔徑口抖動(dòng) (aperture jitter)。這一值一般與時(shí)鐘振幅或轉(zhuǎn)換速率一起指定，記住這一點(diǎn)很重要。低時(shí)鐘振幅帶來(lái)低轉(zhuǎn)換速率，從而增加窗口抖動(dòng)。
時(shí)鐘輸入抖動(dòng)
時(shí)鐘鏈（振蕩器、時(shí)鐘緩沖器或 PLL）中器件的輸出抖動(dòng)一般規(guī)定在某個(gè)頻率范圍內(nèi)，該頻率通常偏離于基本時(shí)鐘頻率 10 kHz 到 20 MHz（單位也可以是微微秒或者繪制成相位噪聲圖），可以將其整合到一起獲取抖動(dòng)信息。但是，低端的 10kHz 和高端的 20MHz 有時(shí)并非正確的使用邊界，因?yàn)樗鼈冋{(diào)試依賴于其他系統(tǒng)參數(shù)，我們將在后面進(jìn)行詳細(xì)介紹。圖 6 描述了設(shè)置正確整合限制的重要性，圖中的相位噪聲圖以其每十倍頻抖動(dòng)內(nèi)容覆蓋。我們可以看到，如果將下限設(shè)定為 100-Hz 或 10kHz 偏移，則產(chǎn)生的抖動(dòng)便極為不同。同樣地，例如，設(shè)置上整合限制為 10 或 20MHz，可得到相比 100MHz 設(shè)置極為不同的結(jié)果。
圖 5 產(chǎn)生的 ADC SNR 受熱噪聲和時(shí)鐘抖動(dòng)的限制
圖 6 每十倍頻計(jì)算得到的時(shí)鐘相位噪聲抖動(dòng)影響
確定正確的整合下限
在采樣過(guò)程中，輸入信號(hào)與采樣時(shí)鐘信號(hào)混頻在一起，包括其相位噪聲。當(dāng)進(jìn)行輸入信號(hào) FFT 分析時(shí)，主 FFT 容器 (bin) 集中于輸入信號(hào)。采樣信號(hào)周圍的相位噪聲（來(lái)自時(shí)鐘或輸入信號(hào)）決定了鄰近主容器的一些容器的振幅，如圖 7 所示。因此，小于 1/2 容器尺寸的偏頻的所有相位噪聲都集中于輸入信號(hào)容器中，且未增加噪聲。因此，相位噪聲整合帶寬下限應(yīng)設(shè)定為 1/2 FFT 容器尺寸。 FFT 容器尺寸計(jì)算方法如下：
為了進(jìn)一步描述該點(diǎn)，我們利用兩個(gè)不同的FFT尺寸—131,072 和 1,048,576 點(diǎn)，使用 ADS54RF63 進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。采樣速率設(shè)定為 122.88MSPS，而圖 8 則顯示了時(shí)鐘相位噪聲。我們將一個(gè) 6-MHz、寬帶通濾波器添加到時(shí)鐘輸入，以限制影響抖動(dòng)的寬帶噪聲數(shù)量。選擇 1-GHz 輸入信號(hào)的目的是確保 SNR 減弱僅由于時(shí)鐘抖動(dòng)。圖 8 表明兩個(gè) FFT 尺寸的 1/2 容器尺寸到 40MHz 相位噪聲整合抖動(dòng)結(jié)果都極為不同，而“表 1”的 SNR 測(cè)量情況也反映這種現(xiàn)象。
圖 7 近區(qū)相位噪聲決定主容器附近 FFT 容器的振幅
設(shè)置正確的整合上限
圖 6 所示相位噪聲圖抖動(dòng)貢獻(xiàn)量為 ~360 fs，其頻率偏移為 10 到 100MHz 之間。這比 100Hz 到 10MHz 之間偏移的所有 ~194 fs 抖動(dòng)貢獻(xiàn)值要大得多。因此，所選整合上限可極大地影響計(jì)算得到的時(shí)鐘抖動(dòng)，以及預(yù)計(jì)SNR匹配實(shí)際測(cè)量的好壞程度。
要確定正確的限制，您必須記住采樣過(guò)程中非常重要的事情是：來(lái)自其他尼奎斯特區(qū)域的時(shí)鐘信號(hào)偽帶內(nèi)噪聲和雜散，正如其出現(xiàn)在輸入信號(hào)時(shí)表現(xiàn)的那樣。因此，如果時(shí)鐘輸入的相位噪聲不受頻帶限制，同時(shí)沒有高頻規(guī)律性衰減，則整合上限由變壓器（如果使用的話）帶寬和 ADC 自身的時(shí)鐘輸入設(shè)定。一些情況下，時(shí)鐘輸入帶寬可以非常大；例如，ADS54RF63 具有 ~2 GHz 的時(shí)鐘輸入帶寬，旨在允許高時(shí)鐘轉(zhuǎn)換速率的高階諧波。
若想要驗(yàn)證時(shí)鐘相位噪聲是否需要整合至?xí)r鐘輸入帶寬，則需建立另一個(gè)實(shí)驗(yàn)。ADS54RF63 再次工作在 122.88 MSPS，其輸入信號(hào)為 1GHz，以確保 SNR 抖動(dòng)得到控制。我們利用一個(gè) RF 放大器，生成 50MHz 到 1GHz 的寬帶白噪聲，并將其添加至采樣時(shí)鐘，如圖 9 所示。之后，我們使用幾個(gè)不同低通濾波器 (LPF) 來(lái)限制添加至?xí)r鐘信號(hào)的噪聲量。
ADS54RF63 的時(shí)鐘輸入帶寬為 ~2 GHz，但由于 RF 放大器和變壓器都具有 ~1 GHz 的 3-dB帶寬，因此有效 3-dB 時(shí)鐘輸入帶寬被降低至 ~500 MHz。“表 2”所示測(cè)得 SNR 結(jié)果證實(shí)，就本裝置而言，實(shí)際時(shí)鐘輸入帶寬約為 500MHz。圖 10 所示 FFT 對(duì)比圖進(jìn)一步證實(shí)了 RF 放大器的寬帶噪聲限制了噪聲層，并降低了 SNR。
該實(shí)驗(yàn)表明，時(shí)鐘相位噪聲必需非常低或者帶寬有限，較為理想的情況是通過(guò)一個(gè)很窄的帶通濾波器。否則，由系統(tǒng)時(shí)鐘帶寬設(shè)定的整合上限會(huì)極大降低 ADC 的 SNR。
結(jié)論
本文介紹了如何準(zhǔn)確地估算采樣時(shí)鐘抖動(dòng)，以及如何計(jì)算正確的上下整合邊界。
第 2 部分 介紹如何使用這種估算方法來(lái)推導(dǎo) ADC 的 SNR，以及所得結(jié)果與實(shí)際測(cè)量結(jié)果的對(duì)比情況（如下）
濾波采樣時(shí)鐘測(cè)量
我們做了一個(gè)試驗(yàn)，目的是檢查測(cè)得時(shí)鐘相位噪聲與提取自 ADC 測(cè)得 SNR 的時(shí)鐘抖動(dòng)的匹配程度。如圖 11 所示，一個(gè)使用 Toyocom 491.52-MHz VCXO 的 TI CDCE72010 用于產(chǎn)生 122.88-MHz 采樣時(shí)鐘，同時(shí)我們利用 Agilent 的 E5052A 來(lái)對(duì)濾波相位噪聲輸出進(jìn)行測(cè)量。利用一個(gè) SNR 主要受限于采樣時(shí)鐘抖動(dòng)的輸入頻率對(duì)兩種不同的 TI 數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器（ADS54RF63 和 ADS5483）進(jìn)行評(píng)估?？焖俑道锶~變換 (FFT) 的大小為 131000 點(diǎn)。
評(píng)論