時(shí)域時(shí)鐘抖動分析
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圖 14 帶通濾波器前面添加 RF 放大器來降低轉(zhuǎn)換速率
通過在時(shí)鐘輸入通路中安裝低噪聲 RF 放大器，兩個(gè)數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器重復(fù)進(jìn)行了高輸入頻率的 SNR 測量，其結(jié)果如表 5 所示。我們可以看到，測得 SNR 和預(yù)計(jì) SNR 匹配的非常好。使用下面的方程式 5，計(jì)算得到的時(shí)鐘抖動值在 90-fs 時(shí)鐘抖動的 5 fs 以內(nèi)，其結(jié)果通過相位噪聲測得推導(dǎo)得出。
表 5 90-fs 時(shí)鐘抖動和 RF 放大器的 SNR 結(jié)果
未濾波采樣時(shí)鐘試驗(yàn)
為了強(qiáng)調(diào)濾波采樣時(shí)鐘的重要性，在下一個(gè)試驗(yàn)中，我們將時(shí)鐘帶通濾波器從 CDCE72010 輸出端去除。在圖 15 所示結(jié)構(gòu)中，我們使用了 E5052A 相位噪聲分析儀來捕獲時(shí)鐘相位噪聲。但是不幸的是，該分析儀對相位噪聲的測量僅達(dá)到 40-MHz 載波頻率偏移，并且在這點(diǎn)以外沒有給出任何相位噪聲特性的相關(guān)信息。
圖 15 未濾波采樣時(shí)鐘輸入的測試裝置結(jié)構(gòu)
要設(shè)定使用未濾波時(shí)鐘時(shí)的正確積分上限，我們必須再一次復(fù)習(xí)一下采樣理論。CDCE72010 的未濾波時(shí)鐘輸出看起來像一種具有快速升降沿的方波，而其升降沿由時(shí)鐘頻率的基頻正弦波高階諧波引起。這些諧波的振幅比基頻低，且其振幅隨諧波階增加而下降。
在采樣時(shí)間，基頻正弦波及高階諧波與輸入信號混頻，如圖 16 所示。（為了簡單起見，僅顯示了一個(gè)諧波。）因此，三階諧波周圍的相位噪聲與輸入信號混頻，而第三諧波也形成一個(gè)混頻結(jié)果。但是，由于時(shí)鐘信號的第三諧波的振幅更低，因此該混頻結(jié)果的振幅也被降低。
圖 16 采樣時(shí)間時(shí)鐘基頻及其諧波與輸入信號混頻
兩個(gè)采樣信號組合在一起時(shí)，我們可以看到，一旦振幅差異超出 ~3 dB 時(shí)，由第三諧波引起的總相位噪聲減弱為最小。由于基頻和第三諧波之間的交叉點(diǎn)為 2 × fs，將寬帶相位噪聲積分至 2 × fs 可以得到相當(dāng)準(zhǔn)確的結(jié)果。
如后面圖 19 所示，CDCE72010 的未濾波 LVCMOS 輸出相位噪聲在 –153 dBc/Hz 附近穩(wěn)定，其始于 ~10 MHz 偏移頻率，原因可能是 LVCMOS 輸出緩沖器的熱噪聲。ADS54RF63 EVM 具有 ~1 GHz（受限于變壓器）的時(shí)鐘輸入帶寬；因此理論上而言，應(yīng)該可以對相位噪聲求積分為 ~1GHz（在900-MHz 偏移頻率的 3dB 時(shí)下降）。這會帶來 ~1.27 ps 的采樣時(shí)鐘抖動，并將 fIN = 1GHz 的 SNR 降至 ~42.8 dBFS!
圖 17 低通濾波器前面添加RF放大器來降低轉(zhuǎn)換速率
圖 18 不同低通濾波器限制相位噪聲
圖 19 外推 (extrapolate) 123-MHz 偏移頻率的未濾波相位噪聲
實(shí)際 SNR 測量結(jié)果比表 6 所列要好不少。對比實(shí)際測量結(jié)果，計(jì)算得時(shí)鐘抖動和 SNR 之間存在巨大的差異。這表明，LVCMOS 輸出的相位噪聲實(shí)際較好地限定在由變壓器決定的 900-MHz 偏移頻率界限以內(nèi)。
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