25kW電動(dòng)汽車SiC直流快充設(shè)計(jì)指南：經(jīng)驗(yàn)總結(jié)

在我們的系列參考設(shè)計(jì)文檔中，我們?cè)敿?xì)描述了25 kW直流快充模塊的開發(fā)過程。本白皮書則主要探討25 kW直流快充模塊的開發(fā)和測(cè)試中硬件和固件設(shè)計(jì)以及調(diào)試階段的技巧與訣竅。我們將介紹如何測(cè)試和微調(diào)去飽和保護(hù)功能，分析SiC MOSFET漏極電壓振鈴的原因，以及添加緩沖電容的好處。此外還考慮如何在環(huán)回測(cè)試中使用比待測(cè)器件(DUT)功率更低的設(shè)備來測(cè)試DUT。最后，我們將討論相移雙有源橋控制算法設(shè)計(jì)。

簡(jiǎn)介

以下圖1是25 kW電動(dòng)汽車直流快充系統(tǒng)的高級(jí)框圖，主要由PFC級(jí)和相移雙有源橋DC-DC級(jí)組成。

圖1  25 kW電動(dòng)汽車直流充電樁的高級(jí)框圖

在任何電源轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)過程中，都必須實(shí)施硬件保護(hù)，這一點(diǎn)很重要。事實(shí)上，功率開關(guān)器件是轉(zhuǎn)換器的核心，設(shè)計(jì)人員需要在確保系統(tǒng)在各種特定的場(chǎng)景中提供保護(hù)功能。在這些場(chǎng)景下，過壓和過流保護(hù)是基本要求。這兩種保護(hù)可以采用多種方法實(shí)現(xiàn)：相對(duì)簡(jiǎn)單的方法，例如在關(guān)鍵回路添加阻容元件，形成所謂的緩沖器(Snubber)，有助于限制電壓峰值；另一種較為復(fù)雜的方法，就是在瞬時(shí)條件超過預(yù)定標(biāo)準(zhǔn)時(shí)，阻斷器件運(yùn)行。

采用這種方法時(shí)，比如我們?cè)陂_發(fā)雙有源橋式轉(zhuǎn)換器時(shí)采用了這種方法，在轉(zhuǎn)換器的兩側(cè)添加具有指定閾值和遲滯的電壓比較器來實(shí)現(xiàn)過壓保護(hù)，在DC-Link過壓時(shí)阻斷柵極驅(qū)動(dòng)器。

類似的方法也適用于過流保護(hù)解決方案。利用自帶過流保護(hù)功能的柵極驅(qū)動(dòng)器就可以方便地解決問題。使用具有去飽和保護(hù)(DESAT)功能的NDC57000柵極驅(qū)動(dòng)器，可降低BOM成本并提高產(chǎn)品市場(chǎng)競(jìng)爭(zhēng)力。在下一部分中，我們將介紹在硬件啟動(dòng)測(cè)試階段進(jìn)行的PFC級(jí)和DAB DCDC級(jí)DESAT閾值的測(cè)量和評(píng)估，這在控制固件(FW)調(diào)試之前是必不可少的。在DAB DC-DC級(jí)，我們則著重于增強(qiáng)DESAT保護(hù)功能，以實(shí)現(xiàn)寬輸出(200 V至1000 V)工作電壓范圍。

全數(shù)控電源轉(zhuǎn)換器中的關(guān)鍵硬件功能是硬件保護(hù)、過流和過壓保護(hù)，旨在防止功率半導(dǎo)體器件在過流或短路期間消耗過大的功率。這可以防止出現(xiàn)過壓尖峰，避免損壞功率半導(dǎo)體。硬件保護(hù)在控制算法啟動(dòng)和調(diào)試階段至關(guān)重要，因?yàn)榇藭r(shí)經(jīng)常會(huì)發(fā)生不可預(yù)測(cè)的MOSFET開關(guān)，會(huì)導(dǎo)致功率器件燒毀，而需要消耗時(shí)間和成本進(jìn)行處理，非常麻煩。

PFC 級(jí) DESAT 保護(hù)

PFC級(jí)中使用的NCD57000隔離式柵極驅(qū)動(dòng)器具有DESAT保護(hù)功能，有助于對(duì)所用的PIM SiC MOSFET進(jìn)行過流保護(hù)設(shè)計(jì)?！?5 kW SiC直流快充設(shè)計(jì)指南(第六部分)：用于電源模塊的柵極驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)”描述了設(shè)計(jì)過程 。我們?cè)谟布?dòng)階段評(píng)估了DESAT功能，并測(cè)量了DESAT動(dòng)作閾值電流和SiC MOSFET軟關(guān)斷時(shí)間。

用于高壓側(cè)SiC MOSFET的DESAT動(dòng)作電流評(píng)估的測(cè)量原理如圖 2 所示；左邊是高壓側(cè)、右邊是低壓側(cè)SiC MOSFET測(cè)量。我們選擇了與應(yīng)用的DC-LinkDC-Link電壓相同的測(cè)試電壓，即 800 V。通過柵極測(cè)試脈沖導(dǎo)通待測(cè)高壓側(cè)SiC模塊，使DESAT保護(hù)動(dòng)作。假設(shè)直流電阻可以忽略不計(jì)，所以流經(jīng)待測(cè)SiC MOSFET的電流上升di/dt僅受150μH的串聯(lián)PFC電感的限制。電流上升可由下式表示。

圖 2  PFC級(jí)DESAT動(dòng)作電流硬件啟動(dòng)測(cè)試

高壓側(cè)SiC MOSFET(左)和低壓SiC MOSFET(右)

在“25 kW SiC直流快充設(shè)計(jì)指南（第六部分）：用于電源模塊的柵極驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)”中，針對(duì)800 V DC-LinkDC-Link電壓，我們計(jì)算出 DESAT閾值電流理論值為85÷115 A；應(yīng)用手冊(cè)AND9949對(duì)計(jì)算過程進(jìn)行了詳細(xì)闡述，測(cè)量在25 °C室溫下進(jìn)行。需要注意的是，DESAT閾值水平還取決于SiC MOSFET、柵極驅(qū)動(dòng)器和DESAT保護(hù)電路中元件的溫度。

根據(jù)圖3中的測(cè)量結(jié)果，SiC MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間為25至27 ns，軟關(guān)斷時(shí)間為700 至 710 ns(當(dāng)DESAT工作時(shí))。高壓側(cè)DESAT動(dòng)作閾值的測(cè)量值為75 A，低壓側(cè)為72 A。我們?cè)u(píng)估了所有原型設(shè)計(jì)并測(cè)量了DESAT閾值，得出68 A - 117.7 A 的范圍。由于PFC級(jí)在26.5 kW(1.5 kW是25 kW PFC級(jí)的功率裕度)和207 VRMS 時(shí)的最大相電流應(yīng)為 70 A，因此我們將PFC 級(jí)中的DESAT閾值提高了20%，以便在85 A - 90 A范圍內(nèi)的最小電流閾值下激活。

對(duì)于商用量產(chǎn)產(chǎn)品，進(jìn)行評(píng)估說明必不可少，應(yīng)使用足夠的樣本進(jìn)行測(cè)量，以便對(duì)所用電子元件的數(shù)值公差引起的變化進(jìn)行可靠評(píng)估。

圖 3  DESAT跳閘電平測(cè)量

高壓側(cè)(左)和低壓側(cè)(右)SiC MOSFET

為了解環(huán)境溫度對(duì)DESAT電流閾值水平的影響，我們?cè)?5 °C和50 °C下對(duì)同一樣品進(jìn)行測(cè)量；DESAT動(dòng)作閾值增加了5.4 A。在兩種溫度條件下的測(cè)量結(jié)果如圖4所示。這一測(cè)量結(jié)果表明，針對(duì)整個(gè)工作電壓范圍和整個(gè)溫度范圍設(shè)計(jì)DESAT保護(hù)是多么重要。

圖 4  25 ℃(左)和50 ℃(右)下的DESAT動(dòng)作電流

備注：圖2中的測(cè)試僅評(píng)估了一個(gè)SiC MOSFET發(fā)生短路故障時(shí)的動(dòng)作電平；該測(cè)試并未評(píng)估電流從高壓側(cè)流向低壓側(cè)SiC MOSFET時(shí)的上下橋臂短路情形。發(fā)生橋臂短路時(shí)，電流不再受到限制。DESAT保護(hù)不能有效地保護(hù)SiC MOSFET，因?yàn)橹饕拗埔蛩?即串聯(lián)的PFC電感)限制了電流上升，如公式(1)所示，從而允許DESAT在所需電流水平下作出反應(yīng)，避免大電流繼續(xù)流過MOSFET。

DAB DCDC級(jí)的DESAT保護(hù)增強(qiáng)

與PFC級(jí)相同，雙有源橋轉(zhuǎn)換器DCDC級(jí)也使用了具有DESAT保護(hù)功能的NDC57000柵極驅(qū)動(dòng)器。原理上來說，這種保護(hù)利用電源路徑端子兩端不斷改變的壓降來監(jiān)控流過驅(qū)動(dòng)開關(guān)器件的電流水平。當(dāng)然，必須了解開關(guān)器件的特性才能進(jìn)行正確的過流保護(hù)配置。雖然數(shù)據(jù)手冊(cè)提供了基本信息，但通常不會(huì)很詳細(xì)并且貼合應(yīng)用案例，因此無法準(zhǔn)確選擇器件。樣機(jī)測(cè)試固然重要，電路仿真工具在設(shè)計(jì)過程中也很有幫助。如圖5的部分電路圖所示，建議的驅(qū)動(dòng)電路遵循NCD57000數(shù)據(jù)手冊(cè)建議。

圖 5  NCD57000柵極驅(qū)動(dòng)電路圖

盡管計(jì)算去飽和閾值電阻(圖5中的R27A)看似簡(jiǎn)單，但卻未必如此，因?yàn)镽DS,ON參數(shù)并不是恒定的；它隨柵極電壓以及流經(jīng)器件的瞬時(shí)電流而變化。根據(jù)器件數(shù)據(jù)手冊(cè)中提供的數(shù)據(jù)，而簡(jiǎn)單地將這兩個(gè)關(guān)聯(lián)項(xiàng)結(jié)合起來，以獲得實(shí)際RDS值，并用于RDESAT 值計(jì)算，這并非一項(xiàng)簡(jiǎn)單的任務(wù)。若有器件仿真模型會(huì)更容易實(shí)現(xiàn)。

由于NCD57000的完整仿真模型尚未公布，我們建立了其去飽和功能的簡(jiǎn)化模型，該模型可與開關(guān)器件結(jié)合使用。仿真結(jié)果顯示，DESAT靜態(tài)閾值取決于電阻R1。原邊半橋的電阻初選原邊14.3 kΩ，副邊副邊半橋阻值選擇13.3 kΩ ，因?yàn)樵谀承l件下，副邊副邊電流會(huì)稍高一些。圖6所示為仿真柵極電路圖。

圖 6  NCD57000柵極驅(qū)動(dòng)器仿真電路圖

圖7顯示了不同R1電阻值下仿真得到的DAB DESAT保護(hù)靜態(tài)閾值。

圖7  不同R1下仿真得到的DAB DESAT保護(hù)靜態(tài)閾值

與PFC級(jí)一樣，DAB DCDC級(jí)的去飽和保護(hù)也得到了驗(yàn)證。下圖為兩側(cè)功率級(jí)的簡(jiǎn)化示意圖，包含功率電感和變壓器。

圖8  兩側(cè)功率級(jí)的簡(jiǎn)化圖，包含功率電感和功率變壓器

可能的故障條件數(shù)相對(duì)較多。因此，我們?yōu)槿ワ柡捅Ｗo(hù)測(cè)試選擇了以下可能的情況，以限制測(cè)試次數(shù)，確保設(shè)置簡(jiǎn)單且可重現(xiàn)：

? 原邊原邊開關(guān)——副邊副邊短路仿真(圖 9)

圖9  副邊短路仿真副邊

? 副邊副邊開關(guān) – 原邊短路仿真原邊(圖 10)

圖10  原邊短路仿真原邊

在測(cè)試期間，所有開關(guān)均保持關(guān)斷狀態(tài)，除了待測(cè)開關(guān)。理想情況下，需要能夠產(chǎn)生單脈沖的專用測(cè)試軟件。如果沒有測(cè)試軟件，可以考慮選擇最小開關(guān)頻率大約1 k Hz的，具有產(chǎn)生長脈沖的占空比(推薦范圍>200 - 300 μs)。脈沖必須足夠長，以使待測(cè)開關(guān)所經(jīng)受的DC-LinkDC-Link電壓和有效電感的特定組合能夠在一個(gè)脈沖內(nèi)達(dá)到預(yù)期的去飽和電流閾值。通過假定所選測(cè)試電壓(正常工作電壓)、DESAT保護(hù)動(dòng)作時(shí)的峰值電流，以及變壓器的漏感和原邊串聯(lián)諧振電感，就可以通過公式 (1) 計(jì)算所需時(shí)間。

圖11所示為的DAB原邊測(cè)量的典型波形如圖11所示。

圖11  原邊原邊DAB DESAT閾值測(cè)量

R27A(圖 5)14.3 kΩ

DC-LinkDC-Link為400 V時(shí)，最大電流達(dá)到145 A，而DC-LinkDC-Link 800 V時(shí)，該電流高達(dá)248.1 A。這似乎有點(diǎn)奇怪，因?yàn)殪o態(tài)閾值仿真顯示當(dāng)Rdesat = 14.3 kΩ時(shí)，動(dòng)作電流為109.9 A。不僅如此，400 V和800 V下達(dá)到的最大電流還存在相當(dāng)大的差異?？梢酝ㄟ^增加設(shè)置電阻來降低DESAT動(dòng)作閾值。

因此，將Rdesat 14.3 kΩ增加到15 kΩ后重新測(cè)量：

圖12  原級(jí)原邊DAB DESAT閾值測(cè)量

R27A(圖 5)15 kΩ

出乎意料的是，2種電壓下的最大閾值電流與預(yù)期不同；電流本應(yīng)下降大約30 A，但實(shí)際在400 V時(shí)下降了8 A，在800 V時(shí)增加了4 A，高達(dá)251.9 A。副邊副邊的情況似乎更糟，一旦原邊原邊短路，其有效電路電感會(huì)更低些。如圖13所示，700 V時(shí)最大電流達(dá)到282.6 A，其中Rdesat設(shè)置為16.2 kΩ。因此，未在800 V和920 V下進(jìn)行測(cè)試。

圖13  副邊副邊DAB DESAT閾值測(cè)量

R27A(圖 5)16.2 kΩ

因?yàn)榉抡骘@示Rdesat為16.2 kΩ時(shí)，靜態(tài)動(dòng)作閾值為26.1 A，所以肯定有問題或是理解有誤。所以我們使用NCD57000數(shù)據(jù)手冊(cè)，在SPICE中對(duì)去飽和保護(hù)電路進(jìn)行建模，以研究電路如何工作。圖 14所示為仿真電路。

圖14  利用SPICE對(duì)NCD57000柵極驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行仿真

圖15描繪了幾個(gè)已完成仿真的DESAT保護(hù)功能激活期間的典型關(guān)系，并解釋了在上述測(cè)試期間測(cè)量的最大電流值，其識(shí)別順序如下：

?柵極驅(qū)動(dòng)器激活其源極輸出，以開通模塊中的晶體管——在仿真2 μs后不久

?一旦柵極-源極電壓(綠色跡線)達(dá)到柵極開啟電壓，漏極-源極電壓就會(huì)開始降低。請(qǐng)注意，在所有這些測(cè)試中，初始漏極電流均為0 A。

?漏源電壓的快速下降會(huì)導(dǎo)致DESAT輸入電壓反轉(zhuǎn)。它源于先前在D1和D2高壓二極管中累積的反向偏置電荷。如NCD57000應(yīng)用手冊(cè)AND9949所述，上述仿真模型中的D3二極管限制了該反向電壓。

?DESAT充電電流源在前沿消隱時(shí)間(~450 ns)之后導(dǎo)通。在導(dǎo)通后的這段時(shí)間消逝前，DESAT保護(hù)實(shí)際上是無效的。

?26.1 A的漏極電流應(yīng)該與16.2kΩDESAT電阻相關(guān)，大約在DESAT前沿消隱時(shí)間結(jié)束時(shí)達(dá)到(此處只是巧合)。請(qǐng)注意，即使消隱時(shí)間結(jié)束前已經(jīng)達(dá)到漏極電流靜態(tài)閾值，柵極驅(qū)動(dòng)器也不會(huì)做出反應(yīng)。

圖15  DAB級(jí)副邊副邊DESAT保護(hù)激活期間的各參數(shù)波形變化

?DESAT充電電流源(0.5mA)對(duì)DESAT電容進(jìn)行充電——DESAT引腳電壓開始上升。

?一段時(shí)間后，DESAT電壓在仿真時(shí)間約為3.6 μs時(shí)超過9.0 V標(biāo)稱閾值電平。同時(shí)，由于漏極影響，在55 A/μs的電流變化下，漏極電流將達(dá)到85.5 A。請(qǐng)注意，柵極驅(qū)動(dòng)器仍然沒有反應(yīng)。

?即使達(dá)到了DESAT閾值，還需要經(jīng)過額外的320 ns濾波/消隱時(shí)間，漏極電流以恒定斜率進(jìn)一步上升。

?最后，在104 A的漏極電流下，柵極驅(qū)動(dòng)器在DESAT濾波時(shí)間后激活所謂的軟關(guān)斷過程，此時(shí)將柵極吸收吸收電流限制在大約70 mA。其目的是限制漏極di/dt，以使電源路徑寄生電感上的漏極-源極過電壓不會(huì)損壞MOSFET。在測(cè)量波形中，可以明顯看到漏極-源極電壓轉(zhuǎn)換速度也低很多。

?如圖所示，柵極吸收吸收電流降低意味著在給定條件下，當(dāng)漏極-源極電壓上升時(shí)，在下一個(gè)3.1 μs后首先出現(xiàn)柵極閾值電壓電平。但漏極電流仍然高速增加并達(dá)到252 A。

?再過約0.7 μs后，驅(qū)動(dòng)器完成軟關(guān)斷過程，電流達(dá)到277.8 A，與 Rdesat電阻值無關(guān)。

請(qǐng)注意，上圖中的藍(lán)線為漏極電流，盡管它是L1(圖14)電感電流。將其納入圖表是為了與樣機(jī)測(cè)試保持一致。直接測(cè)量漏極電流幾乎是不可能或不切實(shí)際的，因?yàn)樗鼤?huì)改變電源模塊的電源進(jìn)出路徑。相反，測(cè)量電源模塊開關(guān)節(jié)點(diǎn)的電流可以非?？焖俚赝瓿?。

從結(jié)果來看，很明顯，DESAT保護(hù)在其給定設(shè)計(jì)狀態(tài)下可能不會(huì)提供實(shí)際的過流保護(hù)。很可能會(huì)達(dá)到并超過342 A的最大功率模塊漏極脈沖電流，尤其是在DC-Link電壓為800 V及以上的副邊。

這意味著需要進(jìn)行一些調(diào)整來解決這個(gè)問題——可以應(yīng)用不同的方法。調(diào)整應(yīng)盡量簡(jiǎn)單，從仿真和測(cè)量波形來看，在軟關(guān)斷過程中將柵極吸收電流從70 mA(最大值)適當(dāng)增加一點(diǎn)可能是有益的，尤其是當(dāng)?shù)谝浑A段至柵極-源極平坦區(qū)域短路時(shí)。如上所述，漏極電流增加了約150 A，這基本達(dá)到了大部分的最大電流水平。

必須記住，DESAT仍應(yīng)采用軟關(guān)斷，并且當(dāng)DESAT保護(hù)未激活時(shí)，附加電路不應(yīng)影響工作。

此外，這里的電路仿真是建設(shè)性的。最終，我們仿真了各種選項(xiàng)，并重新設(shè)計(jì)了柵極驅(qū)動(dòng)電路，將一個(gè)PNP晶體管Q1 NSS60600添加到吸收電流通道。如下面的仿真電路圖所示，這是權(quán)衡軟關(guān)斷速度和最大漏極-源極電壓之后做出的折衷選擇。

圖16  NCD57000柵極驅(qū)動(dòng)電路的SPICE仿真，添加了Q1 PNP晶體管

我們對(duì)原型板進(jìn)行了相應(yīng)修改，并重復(fù)進(jìn)行上述測(cè)試，隨后微調(diào)了Rdesat的值，以使DESAT保護(hù)不會(huì)過早介入。針對(duì)原邊A低壓側(cè)開關(guān)捕獲到以下波形：

圖17  原邊低壓側(cè)SiC的DAB DESAT閾值測(cè)量

Rdesat 13.8 kΩ和添加的Q1 PNP晶體管

如圖所示，在原邊的800 V下，最大漏極電流達(dá)到150 A，而之前測(cè)試結(jié)果為248 A。此外，400 V和800 V時(shí)的最大漏極電流之間的差異也沒有以前那么大。正如預(yù)期，最大漏極-源極電壓增加，但測(cè)得的890 V(最大值)仍然在1200 V電源模塊額定值范圍內(nèi)。此外，圖18中的副邊測(cè)試現(xiàn)在是安全可行的；即使測(cè)得的di/dt斜率超過60 A/μs，在800 V下測(cè)的與上述相同的副邊開關(guān)達(dá)到的最大漏極電流仍低于200 A。在經(jīng)過上述修改的兩塊板上測(cè)得的最大漏極電流不超過210 A。最大漏極-源極電壓低于1020 V。我們發(fā)現(xiàn)并證明該解決方案足以滿足DAB DC-DC應(yīng)用要求，在常規(guī)操作和測(cè)試期間未發(fā)現(xiàn)任何性能損失。

請(qǐng)注意，所有測(cè)試在室溫下進(jìn)行；在商用產(chǎn)品開發(fā)中，對(duì)于在設(shè)計(jì)階段根據(jù)產(chǎn)品要求評(píng)估整個(gè)溫度工作范圍來說，DESAT動(dòng)作電流閾值至關(guān)重要。

圖18  副邊低壓側(cè)SiC的DAB DESAT閾值測(cè)量

Rdesat 13.862 kΩ和新增的Q1 PNP晶體管

PFC 級(jí) PIM SiC 布局

SiC應(yīng)用通常工作在高dv/dt。在25 kW直流充電模塊設(shè)計(jì)中，我們把dv/dt控制在20 至40 V/ns范圍。要達(dá)到高電壓變化率并使設(shè)計(jì)保持低漏極過沖，需要使用合適的DC-Link電容和緩沖電容。為了使電流環(huán)路面積盡可能小，以達(dá)到低寄生電感水平的走線，需要優(yōu)化布局。

圖19所示為PIM SiC半橋模塊連接示意圖，其中柵極驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通電阻為4.7 Ω(R29和R37)，關(guān)斷電阻3.3 Ω(R31 和 R39)，并且DC-Link電容和緩沖電容連接至DC+ 和 DC- 軌。我們將250 nF Ceralink電容C24用作緩沖電容，DC-Link電容C25則選用75 μFF薄膜電容(Foil Capacitor)。

為了使PIM驅(qū)動(dòng)回路靠近PIM模塊，我們?cè)诿總€(gè)SiC PIM模塊上使用三個(gè)薄膜電容和一個(gè)Ceralink 電容。在圖19的示意圖中，我們使用了特定的PIM模塊；因此，PFC級(jí)的每相在PIM SiC模塊上都有緩沖電容和薄膜電容。圖19 中的這種電容連接方法有助于在SiC MOSFET和緩沖/DC-Link電容 LP+ 和 LP? 之間保持低寄生電感，這有助于減少快速開關(guān)的SiC MOSFET的漏極電壓振鈴。

圖19  SiC半橋PIM模塊示意圖，帶緩沖電容和DC-Link電容，并突出顯示了正負(fù)電源軌的寄生電感，從高dV/dt開關(guān)角度考慮低寄生電感至關(guān)重要

25 kW PFC級(jí)PCB布局如圖20所示，藍(lán)色部分表示從三相交流通過PFC電感和SiC PIM模塊到直流輸出800 V的主電源路徑。從SiC應(yīng)用角度來看，正負(fù)軌之間每個(gè)SiC PIM模塊(PIM A、PIM B 和 PIM C)的緩沖電容和DC-Link電容的PCB布局尤為重要。該布局必須在開發(fā)初期的PCB Layout階段就已完成。

藍(lán)色方塊突出顯示了電容Cfilm和CCERALINK。PCB上這樣的電容布局可使高頻電流回路靠近特定的SiC PIM模塊。此原理圖連接和PCB布局可確保每個(gè)PIM模塊在正負(fù)DC-Link軌之間的電流環(huán)路較短，從而消除了漏極電壓振鈴的PCB寄生電感效應(yīng)，這在具有高dv/dt 的SiC MOSFET應(yīng)用中至關(guān)重要。

圖20  25 kW PFC級(jí)PCB布局

藍(lán)色方塊突出顯示靠近每個(gè)SiC PIM模塊的緩沖電容和DC-Link電容的布局

在10 kW功率水平進(jìn)行測(cè)量時(shí)，我們測(cè)量了每個(gè)SiC PIM模塊的漏極-源極開關(guān)波形，以驗(yàn)證開關(guān)性能是否較佳并評(píng)估漏極電壓振鈴。圖21所示為SiC PIM C實(shí)測(cè)波形；SiC MOSFET的dv/dt測(cè)量結(jié)果在28 到32 V/ns的范圍內(nèi)，此值不包括振鈴信號(hào)的轉(zhuǎn)換速率。

圖21中SiC PIM C實(shí)測(cè)波形呈現(xiàn)嚴(yán)重的漏極電壓振鈴；如箭頭突出顯示，峰值漏極電壓達(dá)到960 V，從電容降額和SiC MOSFET的角度來看，這是不可接受的。這種振鈴?fù)ǔＲ矔?huì)對(duì)EMI性能產(chǎn)生負(fù)面影響。

圖21  10 kW輸出功率下SiC PIM C模塊的漏極-源極開關(guān)的實(shí)測(cè)波形

我們通過分析SiC PIM C模塊的PCB布局來確定振鈴的可能來源，基本上是由緩沖電容和SiC晶體管漏極之間的高寄生電感引起的。我們看到PCB走線會(huì)產(chǎn)生額外的寄生電感Lp，其中并未像PIMA和PIMB SiC模塊那樣使用Ceralink緩沖和薄膜DC-Link電容從另一側(cè)端接(如圖20所示，靠近PIMC模塊)。PCB走線長度似乎可以忽略不計(jì)，但在這里我們可以看到SiC MOSFET應(yīng)用的一個(gè)經(jīng)典示例，說明PCB布局的重要性。

為了抑制漏極電壓振鈴，我們?cè)赑IM C SiC模塊附近添加了一個(gè) 100 nF高壓陶瓷電容，如圖20所示。我們?cè)谙嗤瑮l件下再次測(cè)量了PIM C模塊的開關(guān)波形，以了解添加100 nF陶瓷緩沖的影響。圖 21顯示了抑制振鈴的實(shí)測(cè)開關(guān)波形?，F(xiàn)在，開關(guān)波形可接受了，同時(shí)圖21中160 V左右的漏極電壓過沖值也減少到約25 V 。

圖22  10 kW 輸出功率下SiC PIM C模塊的漏極-源極開關(guān)實(shí)測(cè)波形，在PIM C模塊附近添加了100 nF高壓緩沖電容

如此一來，我們可以認(rèn)為振鈴問題已經(jīng)解決。下一個(gè)重要步驟是評(píng)估緩沖器溫度以及是否會(huì)發(fā)生過熱，因?yàn)榫彌_器溫度高會(huì)降低電容的使用壽命。嘗試在AND90103中描述的內(nèi)部帶有緩沖電路的SiC PIM模塊，或者對(duì)緩沖電路進(jìn)行重新設(shè)計(jì)(如RC緩沖電路)，這樣就可以通過減少功耗來降低緩沖電容的溫度。另一種選擇是更改PCB布局，通常用于降低漏極電壓振鈴。

圖23我們可以看到在26.5 kW輸出功率下運(yùn)行1.5 小時(shí)后，25 kW PFC級(jí)PCB布局底部的紅外攝像頭照片。Sp5是添加的100 nF陶瓷緩沖電容的溫度。為便于比較PCB紅外圖片與PCB視圖，圖23與圖20以相同的視角顯示。添加的陶瓷緩沖電容的溫度達(dá)到 91.9 °C，有些太高了；因此，設(shè)計(jì)人員必須使用上述選項(xiàng)重新設(shè)計(jì)電路。

圖23  在26.5 kW輸出功率下運(yùn)行1.5小時(shí)后，25 kW PFC級(jí)PCB布局底部的紅外攝像頭視圖。Sp5是添加的100 nF陶瓷緩沖電容的溫度。

下圖所示對(duì)PFC原型進(jìn)行PCB布局修改將全面降低圖23中的PCB走線溫度(sp1、sp2 和 sp3)。為了估計(jì)需要對(duì)PCB進(jìn)行哪些更改，我們重新制作了一個(gè)樣機(jī)，并通過增加銅線來加寬溫度最高的走線。圖24是一個(gè)重新制作的樣機(jī)示例。左圖為未重新制作的800V DC輸出走線，右圖則是同一視角，但采用了2 x 2.5 mm2導(dǎo)線以加固走線；可以看到這部分走線的溫度下降了43 °C。

就測(cè)試結(jié)果而言，我們可以采用更粗的銅線，但設(shè)計(jì)人員必須牢記最終產(chǎn)品的可制造性和隔離要求。因此，在制造中必須有選擇地考慮方案。另一種選擇是添加隔離SMT母線條來加固PCB走線。

圖24  25 kW PFC級(jí)PCB布局

左：最大輸出功率為26.5 kW時(shí)的800 V DC輸出走線

右：同一視角，但采用了2 x 2.5 mm2導(dǎo)線以加固走線

控制設(shè)計(jì)

該快速充電器在PFC和DAB中具有多個(gè)閉環(huán)控制器。我們將以DAB為例分享我們對(duì)控制器增益設(shè)計(jì)的考慮；圖25顯示了其控制結(jié)構(gòu)的概覽。

圖25  DAB控制框圖

有四個(gè)PI控制器會(huì)影響DAB輸出。其中兩個(gè)將變壓器兩端的平均電流控制為零，防止直流電流積聚——這是防止變壓器飽和所必需的。與這兩者并行的是輸出電流控制，它可以改變?cè)吅透边呏g的相移，以實(shí)現(xiàn)所需的輸出電流。最后，電壓控制器疊加在電流控制器上，改變電流以實(shí)現(xiàn)預(yù)期電壓。然而，其輸出受限，允許 DAB利用所需的CC/CV特性對(duì)輸出進(jìn)行充電。

所有這些控制環(huán)路都會(huì)影響DAB輸出，因此會(huì)相互振蕩并導(dǎo)致不穩(wěn)定。然而，通過選擇增益以產(chǎn)生明顯不同的動(dòng)態(tài)特性，可以將這些閉環(huán)相互去耦，從而簡(jiǎn)化其設(shè)計(jì)。在圖26中，這些環(huán)路的頻率響應(yīng)突出顯示了這種去耦。

圖26  DAB閉環(huán)的頻率響應(yīng)

原邊磁通補(bǔ)償、輸出電流控制和輸出電壓控制的-3 dB頻率分別為 7.5 kHz、1 kHz 和 100 Hz左右——這種明顯差異使得三個(gè)控制環(huán)路各自具有獨(dú)立的表征。最快的磁通補(bǔ)償設(shè)置可確保DAB始終在變壓器不飽和條件下運(yùn)行。電流環(huán)路比電壓環(huán)路快一個(gè)數(shù)量級(jí)，這很有必要，因?yàn)閮?nèi)部(電流)環(huán)路必需比外部(電壓)環(huán)路快。可以通過仿真模擬這種設(shè)計(jì)方法對(duì)系統(tǒng)輸出的影響。圖27顯示了該仿真的結(jié)果。

圖27  DAB啟動(dòng)(階躍響應(yīng))仿真結(jié)果

圖28顯示在其輸出電容中剩余電壓約為180 V時(shí)，轉(zhuǎn)換器啟動(dòng)。目標(biāo)電壓為300 V，電流限值為10 A。輸出側(cè)沒有負(fù)載。該控制機(jī)制不具備磁控軟啟動(dòng)功能，導(dǎo)致在運(yùn)行開始時(shí)通過變壓器兩端的直流電流較大——通過磁通補(bǔ)償可將其快速控制為零。電流控制要慢一個(gè)數(shù)量級(jí)，可以看到在4 ms后達(dá)到了某種程度的穩(wěn)定狀態(tài)。

電壓環(huán)路則再慢一個(gè)數(shù)量級(jí)，它在15到20 ms后達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)。該仿真顯示在DAB工作時(shí)不存在任何不穩(wěn)定狀態(tài)。然而，必須通過測(cè)量相同的工作點(diǎn)確認(rèn)動(dòng)態(tài)響應(yīng)與仿真結(jié)果類似。下圖顯示了該測(cè)量結(jié)果。

圖28  DAB啟動(dòng)(階躍響應(yīng))測(cè)量結(jié)果

仿真和測(cè)量結(jié)果顯示輸出電壓穩(wěn)定并為DC-Link電容成功充電。此外，它們的動(dòng)態(tài)行為非常相似，不僅驗(yàn)證了仿真模型，也證實(shí)在轉(zhuǎn)換器控制開發(fā)過程中采用的模型基礎(chǔ)設(shè)計(jì)方法有效。

環(huán)回測(cè)試

不建議在應(yīng)用中測(cè)試大功率電力電子設(shè)備。使用快速充電器從電網(wǎng)為高壓電池充電時(shí)，應(yīng)確保能夠安全運(yùn)行。因此需要一個(gè)專用測(cè)試環(huán)境來進(jìn)行快速充電器的集成測(cè)試和調(diào)試。除了測(cè)量設(shè)備和安全設(shè)備外，還需要大功率電源(交流和直流)和負(fù)載。這些設(shè)備可能相當(dāng)龐大且昂貴。然而，可以通過轉(zhuǎn)換器并行操作來規(guī)避這些問題，如圖29所示。

圖29  環(huán)回測(cè)試框圖

兩個(gè)PFC連接到同一個(gè)交流電源，它們各自的直流輸出連接到DAB的輸入和輸出。高頻濾波器將功率轉(zhuǎn)換器上產(chǎn)生的開關(guān)噪聲相互隔離。PFC1控制其輸出電壓，從而控制DAB的輸入電壓，而 PFC2控制其輸出電壓，即DAB的輸出電壓。DAB在CC模式下運(yùn)行會(huì)導(dǎo)致能量流過所有三個(gè)轉(zhuǎn)換器。

該圖顯示了DAB正輸出電流方向。大部分能量在紅色箭頭所示的圓圈內(nèi)流動(dòng)。交流電源只需提供由回路內(nèi)所有元件產(chǎn)生的損耗——比25 kW時(shí)1.5 kW損耗的循環(huán)功率要低一個(gè)數(shù)量級(jí)——這樣僅使用交流電源就可以進(jìn)行高功率測(cè)試，對(duì)輸出功率的要求顯著降低。圖30顯示了這種測(cè)量方法的設(shè)計(jì)。

圖30  安森美實(shí)驗(yàn)室的環(huán)回測(cè)試設(shè)置

DAB必需提供隔離，因?yàn)镻FC會(huì)在其DC-Link上引起共模電壓。通過開啟所有高壓側(cè)或低壓側(cè)開關(guān)，在每個(gè)開關(guān)頻率下將零矢量應(yīng)用于交流輸出。將兩個(gè)PFC連接到相同的直流端和交流端，會(huì)在零矢量期間導(dǎo)致無用電流流動(dòng)。想象一下在所有上橋臂開關(guān)開啟時(shí)對(duì)一個(gè)PFC應(yīng)用零矢量，而另一個(gè)PFC則完全相反。圖31所示為簡(jiǎn)化框圖。

圖31  未提供電隔離時(shí)零矢量期間的電流路徑

兩個(gè)PFC在同一DC-Link上的耦合構(gòu)成了電容上的一條閉合回路(如圖31紅色部分所示)。在零矢量期間，該回路會(huì)在電網(wǎng)側(cè)電感兩端施加電壓，從而影響PFC正常工作，同時(shí)導(dǎo)致不受控制的電流。